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DCF77-Empfang Anwendungen von
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DCF77-Empfangsverstärker mit Transistoren
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2 DCF77-Empfangsverstärker

Ein DCF77-Geradeausverstärker muss

2.1 Verstärkerschaltung

Verstärkerschaltung mit Transistoren Die Schaltung besteht aus drei Einzelstufen mit handelsüblichen NPN-Transistoren:
  1. die erste Stufe ist ein Verstärker mit einem etwa auf 77,5 kHz abgestimmten Schwingkreis im Kollektor, die Auskopplung in die nächste Stufe erfolgt über einen Kondensatorteiler,
  2. die zweite Stufe ist ebenfalls ein Verstärker mit abgestimmtem Schwingkreis im Kollektor, allerdings mit einer etwas niedrigeren Impedanz, die Auskopplung an die hochohmigere nächste Stufe erfolgt direkt aus dem Schwingkreis, da der Emitterfolger eine genügend hohe Eingangsimpedanz hat,
  3. die dritte Stufe ist ein Emitterfolger ohne Verstärkung, der das hochohmige Schwingkreissignal der zweiten Stufe an die nachfolgende Gleichrichterstufe anpasst.
Die Verstärkung der beiden ersten Stufen ist sehr hoch. Dazu tragen sowohl die Transistorverstärkung bei als auch die sehr hohe Schwingkreisimpedanz im Kollektorkreis.

Eine dritte Verstärkerstufe des gleichen Aufbaus erwies sich als zu Schwingungen neigend. Nur durch massive Abregelung der Verstärkerstufen mit den Diodenabschwächern oder durch erhöhte Gegenkopplung (durch Entfall oder Verkleinerung der Emitterkondensatoren und/oder der Emitterwiderstände) konnte der Verstärker zum stabilen Arbeiten gebracht werden. Auf die wegen der Abregelung der Verstärkung überflüssige dritte Verstärkerstufe wurde daher verzichtet.

Vor der ersten und der zweiten Verstärkerstufe liegt jeweils ein Diodenabschwächer zur Abregelung der Verstärkung. Sie funktionieren so. Beim höchsten Diodenstrom, ID(max.) = (5 - 2 * 0,6) / 1 k = 3,8 mA, beträgt der Diodenwiderstand RD = 0,6 / 3,8 = 158 Ω. Da beide HF-mässig auf Nullpotential liegen (die obere Diode direkt, die untere durch den Kondensator) und quasi parallel geschaltet sind, die Hälfte = 79 Ω. Bei einem Eingangskondensator von 1 nF beträgt die kapazitive Reaktanz des Kondensators ZC = 1 / 2 / Π / 77500 / 1E-9 = 2.053 Ω. Beim Dioden-Höchststrom wird daher das Signal auf das 0,0385-fache bzw. um den Faktor 26 abgeschwächt, beim Aussteuern beider Diodenabschwächer wird die Verstärkung um das 676-fache verringert.

Die dritte Stufe hat keine Verstärkung, sie setzt nur die Impedanz herab, um den letzten Kollektor-Schwingkreis nicht mit den Strömen durch die Gleichrichterdioden zu belasten. Diese Stufe benötigt keinen Abschwächer.

Da der zweite Diodenabschwächer im Anschluss an das LC-Filter der ersten Stufe im eingeschalteten Zustand eine Parallelkapazität von 1 nF zu C12 legt, wird der Schwingkreis etwas verstimmt. Im Rechenblatt direkt_LC des OpenOffice-Spreadsheets hier ist der Effekt berechnet. Die Resonanzfrequenz verschiebt sich dadurch von 77,8 auf 77,15 kHz und liegt noch im näheren Umfeld der Bandbreite des Empfangskreises. Die Verstimmung hat daher keine negativen Konsequenzen.

Im selben Rechensheet ist noch der Einfluss der Emitter-Basis-Kapazität des Stufe-3-Transistors auf die Resonanz des Kollektorkreises der zweiten Stufe gerechnet. Diese wirkt sich eher begünstigend aus, da diese von 77,95 auf 77,82 kHz verschoben wird. Da die Bauteiltoleranzen aber einen wesentlich größeren Einfluss haben, ist das allenfalls von akademischer Natur. Transistorverstärker-Aufbau auf Breadboard Das hier ist der Aufbau auf einem Breadboard. Es sollte darauf geachtet werden, die Kreuzantenne in einiger Entfernung (15 bis 20 cm) von den Induktivitäten der Verstärkerstufen anzuordnen, da es sonst üble Rückkopplung gibt.

Das DCF77-Signal wird sehr hoch verstärkt, so dass die Verstärkung mit den Diodenabschwächern etwas abgeregelt werden muss. Ich habe dazu einen Trimmer mit 10kΩ und eine einfache PNP-Treiberstufe mit 1kΩ im Emitter verwendet. Damit lässt sich die Verstärkung sehr fein justieren, so dass die Gleichrichterstufe nicht überfahren wird.

2.2 Gleichrichtung

Gleichrichtung des AM-Signals Dies hier ist der Gleichrichter für die AM-Signale. Zwei Germanium- oder Schottky-Dioden verdoppeln die erzeugte Spannung, die an den beiden 470nF-Kondensatoren anliegt und die sich addieren. Der Widerstand von 33 k sorgt für die Entladung der Kondensatoren im Falle der Amplitudenabsenkung mit einer Halbwertszeit von ca. 10 ms.

Entladekurve bei C=470nF und R=33k Dies ist die Entladekurve bei der eingesetzten Kombination von C=470nF und R=33kΩ. Sie ist mit t = 0,69*R*C = 0,01 s ausreichend steil, um bei dem 100 bzw. 200 ms dauernden Amplitudenrückgang des DCF77-Signals bei Übertragung einer Null bzw. einer Eins diese schnell genug erkennen zu können.

In rot eingezeichnet ist der Spannungsverlauf am Ausgang des R=10kΩ/C=470nF-Filters. Es folgt etwas verlangsamt dem Spannungsabfall am Gleichrichter. Die Fallgeschwindigkeit ist etwa gleich groß wie diejenige an den beiden Gleichrichterkondensatoren.

Zur Berechnung der Gleichrichtercharakterisika wurde eine Simulation in einem OpenOffice Spreadsheet hier durchgeführt. Das Rechenblatt SimRectifier simuliert für eine Frequenz von 77,5 Hz und für die diversen Bauteile des Gleichrichters in wählbarer Auflösung (Eingabefelder sind grün hinterlegt) Aus der Simulation wurde noch das Ripple der Kondensatorspannung ermittelt. Es liegt bei 0,25 mV und bleibt auch bei Verwendung eines 10-Bit-DAC zur Messung unter einem Digit. Es würde erst bei einer Absenkung des 470 nF-Kondensators auf ein Zehntel seines Werts oder bei der Verringerung des Widerstands auf ein Zwanzigstel seines Werts auf zwei Digits ansteigen. Die Absenkung des Widerstands ginge zwar mit einer Beschleunigung des Absenkens einher, führt aber wegen des Innenwiderstandes der Spannungsquelle auch zu einer Senkung des Spannungsniveaus.

Ich habe der Gleichrichterstufe dennoch ein RC-Glied nachgeschaltet, da das Ripple in der Praxis größer war als berechnet. Der R von 10kΩ und das C von 470nF sorgen für ein sauber ansteigendes und abfallendes Signal.

Die Gleichrichterhardware und das Rechentool kann auch mit anderen ZF-Frequenzen verwendet werden. So kann es z. B. mit 32,768 kHz ebenfalls umgehen, 455 kHz oder 10,7 MHz wären allerdings zu viel und würde eine zusätzliche Anpassung erfordern.

Langzeitmittelung DCF77-Signal Die Absenkung der Amplitude für 0,1 Sekunden für die Übertragung einer Null, für 0,2 Sekunden für die Übertragung einer Eins und das Ausbleiben der Absenkung für eine Sekunde lang bei einem Minutenwechsel ist hier gezeigt. Eingesetzt wurden folgende Werte: Eine solche Kombination würde man wählen, wenn das DCF77-Signal auch für die ZF-Verstärkungsregelung in einem Superhet-Empfänger mit einem TCA440 eingesetzt würde, um die Verstärkung beim Minutenwechsel nicht wesentlich abzusenken. Wenn die automatische Verstärkungsregelung (AGC) mit einem Controller vorgenommen wird, zeigt dies die Signalmittelung über einen Speicherzeitraum von etwa 8,5 Sekunden. Man sieht, dass der Mittelwert bei etwa 1,85 V (ca. 93% von 2,0) liegt und nur geringfügig um +/-10 mV schwankt. Beim Minutenwechsel liegt die Schwankung etwas höher und bei +/-25 mV. Man sieht daraus, dass das Mitteln über längere Zeiten eine geeignete Methode zum Auswerten des DCF77-Signals darstellt. Erfolgt die Verstärkungsregelung mit diesem gemittelen Signal, ist eine Erkennung von Nullen, Einsen und des Minutenwechsels zuverlässig möglich.

2.3 Automatische Regelung

AGC-Interface für den TN45-Controller Für die automatische Regelung der Frequenz (AFC) und der Verstärkung (AGC) sowie für das komplette Dekodieren des DCF77-Signals einschließlich des seriellen Interfaces zur Uhr wurde die Controllerschaltung hier entwickelt. Sie wertet das gleichgerichtete AM-Signal aus und regelt über zwei PWM-Kanäle die Frequenz und die Verstärkung.

Die beiden PWM-Kanäle sind allerdings recht hochohmig (10 kΩ), was für die AFC-Regelung vollkommen ausreicht, da durch die Kapazitätsdioden praktisch kein Strom fließt. Für die AGC-Regelung mit den Diodenabschwächern reicht das aber nicht aus. Das AGC-PWM-Signal wird daher mit einem PNP-Transistor auf den nötigen Strompegel gebracht. Durch die Wahl eines PNP wird erreicht, dass bei der höchsten Regelspannung +5 V auch tatsächlich die gesamte Vollaussteuerung erfolgt und die Abregelung erst ab +4,4 V zurückgeht. Da die Regeldioden mindestens 1,2 V brauchen, um abzuregeln und die PNP-Stufe von der PWM bis auf 0,6 V herunter gefahren werden kann, steht auch der unabgeschwächte Fall zur Verfügung.

2.4 Aufnahme der Passbandkurve von LC-Filtern

Ein Testgenerator für 70 bis 80 kHz Um die Filtereigenschaften der LC-Filter in den beiden Kollektorkreisen genauer zu bestimmen, wurde dieser Testgenerator verwendet. Er stellt Sinusschwingungen mit einstellbarer Frequenz zwischen 70 und 80 kHz zur Verfügung. Verkleinerung des 1nF-Kondensators ermöglicht auch höhere Frequenzen. Die Amplitude des Oszillators liegt bei 5 V Betriebsspannung bei ca. 4 Vpp.

Passband des 3,3mH-LC-Filters Dies sind die Filterkurven bei verschieden großen Koppelkondensatoren. Das Maximum der Resonanz bei 330 pF liegt nicht wie berechnet bei 79 kHz sondern um 5 kHz niedriger bei etwa 74 kHz. Dies liegt einerseits am Koppelkondensator (bei voller Parallelschaltung 70,2 kHz) sowie an Exemplarstreuungen bei der Spule und den beiden Kondensatoren.

Die Kurve ist sehr breit und nicht sehr steil. Sie reicht über +/-2,5 kHz hinweg bis ein Abfall unter die Hälfte der Maximalamplitude erreicht wird.

Bei Verkleinerung des Koppelkondensators auf 68 pF steigt die Resonanzfrequenz. Aufgrund der höheren kapazitiven Reaktanz des 68pF-Kondensators von ca. 30 kΩ sinkt die Amplitude. Die Reaktanz des LC-Kreises beträgt ca. 11 kΩ bei der Resonanzfrequenz.

Wegen der hohen Bandbreite des LC-Kreises von ca. +/-2,5 kHz lohnt es sich nicht, die Kollektorfilterkreise des Verstärkers abstimmbar zu machen oder mittels einstellbarer Spulen auf 77,5 kHz abzustimmen. Im Vergleich zu einer Transistorstufe mit lediglich einem Widerstand am Kollektor ist auch ein nicht auf Resonanz abgestimmter Kollekorkreis ein erheblicher Fortschritt, da Frequenzen weit ab von 77,5 kHz nur sehr viel geringer verstärkt werden. Wer es noch selektiver braucht, weil er starke Störer in der Umgebung hat, sollte vom Geradeaus-Prinzip auf das Superhet-Konzept mit engpassigem Filter umsteigen.

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